本系统的主机MPU采用Samsung公司生产S3C2410处理器,S3C2410处理器为ARM920T内核CPU,最高支持的频率达200M,并具有MMU虚拟内存管理单元,可以轻松的运行起嵌入式Linux,同时拥有丰富的片内外设,具有很高的性价比。图2-3为硬件系统总体框图,由于S3C2410芯片内部己经包含了UART、LCD、网卡、SDRAM、FLASH等驱动控制器,这样就大大简化了主机的外围电路,而且采集卡利用了ATmega8单片机上集成的A/D采集和串口通信,只要设计了生理信号调理电路就能完成采集卡的电路设计,总体电路简洁,可以实现监护仪的小型化要求。
图2-3硬件系统总体框图
2.4 S3CEB2410开发板介绍现在国内基于三星的S3C2410的开发平台大多采用三星公司的公板架构,因为采用公板架构在成本、稳定性等方面有保证,而且国内外的资料也比较多,如韩国的MIZI公司网站等,都有公开的资料可以获得,所以我们可在开发阶段时采用开发板制造公司己经做好的开发板,当产品在开发板上已经调试成功,我们再在这个开发板电路的基础上进行删减及改进,最后完成总体电路板的设计。在国内的开发板的价格较低的前提下,这可以在一定程度上降低开发的成本。因此在本次开发中,为降低开发成本并缩短开发和调试时间,我们选用深圳市英蓓特S3CEB2410开发板作为主机的开发平台。它的CPU为S3C2410处理器,并具有丰富的板载资源和各种外围接口设备,完全可以满足开发此系统的硬件要求。开发板主要资源如下:
系统时钟:使用外部12MHz晶振,CPU内部倍频至200MHz+;
Intel Strata Flash : E28F128J3 A 16MB
ATMEL公司的ZMbyteNORFLASHAT49BV1614A(兼容AMD公司 ZM/4MbyteNOR
FLASHAM29LV16ODB/320DB)
SDRAM:64Mbyte(32MbyteXZ)
.3通道UART串口接口,还可跳接为MODOM方式
.2通道 USBHOST和1通道 USBDEVICE
.Smart Media Card控制器
.JTAG接口
.640X48OTFT触摸屏LCD
.SD卡/MMC卡主机控制器
.8通道10位ADC模数转换接口
.SPI接口
.HS数字音频输入/输出接口
.10M以太网接口
.EXBUS全扩展接口
在进行开发工作时,将开发板与其配套的JATG仿真器Unet1CE相结合进行开发,当编写完应用程序后,用Unet ICE将可执行文件下载到开发板上调试。最后当完成程序的开发工作,用Unet ICE将程序固化到开发板的 NAND Flash中。
3心电信号采集及调理模块电路设计3.1心电信号波形及特点心脏各部分兴奋过程中出现的电位变化的方向、途径、次序和时间等均有一定规律。由于人体为一个容积导体,这种电位变化亦必然扩布到身体的表面。鉴于心脏在同一时间内产生大量电信号,将心脏产生的电位变化以时间为函数记录下来,这记录曲线称为心电图(ECG)。图3-1所示为典型心电波形图。心电图反映心脏兴奋的产生、传导和恢复过程中的生物电变化。
图3-1典型心电波形图
正常心电图波形包括:
1.P波:一般为钝形,有时有轻度切迹但波峰间距小于0.03秒。VIVZ导联顶部尖。宽度:0.06-0.115,高度:小于O.25mV。
2.PR间期:0.12-0.205,不同导联测量的P-R间期可略有差别。
3.QRS波群:正常时有些导联可出现小Q波,但其深度小于0.25R,宽度小于0.045。宽度:0.06-0.105,高度:V1的R波小于10mV,VS的R波小于25mV。
4.ST段:正常人的ST段下移不超过0.05mV,ST段上升不超过0.lmV。而V1-V3上升不超过0.3mV。
5.T波:波形平滑不对称,上升慢而下降快。高度:QRS主波向上的导联T波不应低于同导联R波的1/10。
6.QT间期:正常人当心率在60-100次/分时,QT间期正常值为0.32-0.445。因此心电信号是由P、QRS、T波和静息期组成,各波频率特性不尽相同。它是一种非平稳信号,在采样过程中,常常掺杂各种噪声和干扰。心电信号的主要特点是:
微弱:mv级;
超低频:心电的主要成分 <50Hz;
信噪比低,对放大器要求严格;
3.2心电信号采集及调理电路具体实现心电数据采集及调理模块包括前端放大和右腿驱动电路、高通滤波电路和二级放大电路、二阶低通滤波电路、双T有源陷波器、电平提升电路等。总体设计框图如图3-2所示。
图3-2心电采集电路框图
1.前端放大、右腿驱动电路设计
由于心电信号的微弱、干扰大、低频等特性,所以在进行心电前级放大电路的设计中,对放大器的选择有严格的要求,如:高输入阻抗,高共模抑制比,低噪声,低漂移等特性。为了满足这些要求,本设计中选择ADI公司生产的仪用放大器AD620A作前级放大芯片。AD62OA是一款低价格、高精度的仪用放大器,有非常优良的性能,是生物放大器设计中的经典之作。由于AD620A的低功耗、低电压和小封装使其在便携式仪器应用中非常有用;同时,低偏置电流、低电流噪声和低电压噪声等优良性能增强了它的动态性能。
一般来说,共模抑制比(CMRR)随增益(G)增大而有所提高,但考虑到前置级对整个放大电路噪声的贡献,放大器的噪声性能一般随第一级增益的提高而明显变差,特别是集成器件噪声性能一般比分立元件差。因此第一级增益不宜取值过度,一般G<20为宜。本文将前置放大增益设置为7。由式3-1可确定R。(RS)的值为8.25K。
(3-1)
另外为增加人体和仪器在使用时的安全性,在左右手的导联输入与前置放大器之间增加了由二级管Dl、D2、D3、D4组成保护电路。当正常情况下的工频共模干扰可达300mV左右,而两个反向并联的硅二极管的导通电压为士600mV左右,因此在正常情况下二极管是处于截止状态,不会影响心电信号的采集,只有当两个输入导联的电压超过保护电压的闭值时,二极管才处于导通状态,保护人体和仪器不受损坏。
为提高前置放大器的共模抑制效果,本文采用了右腿驱动电路取代直接接地,它是心电信号提取中非常有用的方法,这种方法能够使50Hz共模工频干扰电压降低到1%以下。而且不会损失心电信号中的50Hz的有用信号成分,与右腿接地的方法比较,右腿驱动技术对抑制交流干扰的效果更好,但由于存在交流干扰电压的反馈环路,经过人体形成不安全因素,因此在使用时需外接限流电阻R z,本文R z取220K。图3-3为前置放大、右腿驱动电路。
图3-3前置放大、右腿驱动电路
2.二级放大、滤波电路及电压提升电路设计
心电放大的倍数一般在1000倍左右,经过前级放大器的放大,信号还需要进一步放大;为了去除心电信号中的低频、高频和50Hz的工频干扰信号,还需要进行高通、低通和陷波等模拟滤波器的设计。图3-4为高通滤波、二级放大、有源二阶低通滤波电路电阻R7、RS、R9及放大器U3构成了一个同相放大器,放大增益由式3-2确定
(3-2)
图3-4高通滤波、二级放大、有源二阶低通滤波电路
由于ECG信号带宽为0.05-250HZ,因此在本文设计的高通滤波器的下限频率fL为0.05HZ,低通滤波器的上限频率坛为250Hz。在设计滤波器时,因为电容标称值的分档较少,比较难配,一般从选定电容器入手,电阻相对分档较多,相对好配。在选配电容时可根据频率按照表3-1选择适当电容值。
表3-1滤波器工作频率与电容值选择对应表
上图中C2、R6构成了一阶高通滤波器,其下限频率由式3-3计算可得。
(3-3)
低通滤波器采用了适合于生理信号特征的巴特沃兹有源二阶滤波器,它由电阻R10、R11、R12、R13,电容C3、C4及放大器U4组成,其上限频率由式3-4计算可得。
(3-4)
工频干扰在生理参数采集中的干扰是最为普遍的,为消除工频千扰(我国工频干扰为50Hz)对ECG信号的采集时的影响,在本设计中加入了双T有源陷波器,可以把频带中50Hz的信号分量滤除,但它同时也会滤除所采集的ECG信号中有用的50Hz信号分量,因此在工频干扰不大或消失的情况下,应将此滤波器在ECG信号调理电路中切除,本设计采用跳线的方法来实现。电路如图3-5所示,其滤除频率f由式3-5确定。
(3-5)
图3-5双T有源带阻滤波电路
当ECG信号经过上述的处理后仍然不能直接送到ATmega8进行A/D转换,因为此时的ECG信号虽然在幅值上已经满足要求,但其变化范围还处在士2.5V之间(本设计的幅值要求5V)而ATmega8的A/D输入范围为O-5V之间,所以还要将ECG信号提升到A/D电路图的输入范围之内,在本设计中用反向加法器来实现这一功能,图3-6为具体为保护采集板电路,在最终输出端并接一个5V的齐纳二级管。
图3-6电压提升电路
至此完成心电采集及调理模块的电路设计,此时的ECG信号可直接加到采集板进行A/D转换。
4心音信号调理模块电路设计4.1心音信号波形及特点心音 (heart sound)指由心肌收缩、心脏瓣膜关闭和血液撞击等引起的振动所产生的声音。它可在胸壁一定部位用听诊器听取,心室壁、大动脉壁也可用换能器等仪器记录心音的机械振动,称为心音图。
每一心动周期可产生四个心音,一般均能听到的是第一和第二心音。第一心音发生在心缩期,标志心室收缩期的开始。于心尖搏动处(前胸壁第5肋间隙左锁骨中线内侧)听得最清楚。其音调较低(40-60HZ),持续时间较长(0.1-0.12秒),较响。心室收缩力愈强,第一心音愈响。第二心音发生在心舒期,标志着心室舒张期的开始,它分为主动脉音和肺动脉音两个成分,分别在主动脉和肺动脉听诊区(胸骨左、右缘第二肋间隙)听得最清楚。其音调较高(60-100HZ),持续时间较短(0.08秒),响度较弱。其强弱可反映主动脉压和肺动脉压的高低,动脉压升高,则第二心音亢进。第三心音发生在第二心音之后,持续较短 (0.04-0.05秒),音调较低。可在大部分儿童及约半数的青年人听到,不一定表示异常。第四心音发生在第一心音前的低频振动,持续约0.04秒。又称心房音。大多数健康成年人可在心音图上记录到低小的第四心音,一般听诊很难发现。正常的心音如图4-1所示。
图4-1正常心音图
4.2心音信号采集及调理电路具体实现利用现代传感技术和电子信息处理技术可以对心音信号进行有效提取并进行处理,放大、滤波(滤去不相干的杂音及环境噪音),可以输出清晰、稳定的心音信号,本设计中采用心音换能器来进行心音的采集,总体设计框图如图4-2所示。
图4-2心音采集电路框图
1.放大及滤波电路设计
心音换能器输出的原始信号的大小在30mv之间,信号较强,且干扰较小,因此在此电路中仅采用一次放大器,放大器采用了专用仪用放大器AD620集成运放,芯片中集成了差分式放大电路,具有高共模抑制比,高输入阻抗,低温漂,输入电压泛围宽(士2.3V一士18V)。如果用普通运放来组织这样的差分放大电路,由于两个用来输入的普通运放的特性有可能相差较大,这样组织起来的差分电路的性能会受到很大的影响,输入失调电压很高,而且AD620只要在1,8脚之间接入一个电阻就可以实现放大增益1-1000倍,大大简化了电路的设计。于最终的输出信号幅值要求在0-5V之间,即要求放大电路的放大增益在150倍左右。所以在本次设计中第一级放大的倍数取150倍,由式3-1可得RG=300欧姆,如图4-3所示:
图4-3心音信号放大及滤波电路
由于心音信号的频率范围在0.1-2000HZ,而我们经常测量的范围在20-I000Hz,在本次设计中对滤波器的频率范围限制在20Hz-600Hz之间。由C3和R4组成高通滤波器,下限频率由下式决定。
(4-1)
由Op27放大器、RS、R6、R7、RS、C4、CS组成的二阶低通滤波器,上限频率由式4-2计算可得。
(4-2)
从二阶滤波器输出的信号增益大约为2倍。即由此组成了频率在22~637Hz之间的带通滤波器。
2.电平提升及反向电路设计
图 4-4 信号电平提升及反向电路
图4-4为信号电平提升及反向电路,由于从滤波器出来的交流信号在正负之间,即如果输出的信号峰峰值要求为SV,则输出的信号为-2.5V-+2.5V之间。因此按设计要求输出为0-5V则要将输出电平提升2.5V。图4-4就是利用集成运放0P27、R11、R12、R13组成一个反向加法电路,输出信号将被加上由R9、RI0组成的偏置电路上的偏置电压,我们在调试电路时可以调节R10来产生合适的偏置电压,本设计中偏置电压的调节范围为0-10V(VCC=12V时),因此滤波器输入的信号经过调节反相加法器的偏置电压后输出为-5V-0。为了能在最后输出得到与初始信号同相的信号,在加法器后加了一个由R14、R15、OP27组成的反向器,这样最终输出的电压信号范围为O-5V。
5体温信号调理模块电路设计正常人体的直肠温度平均为37.3℃,接近于深部的血液温度,口腔温度比直肠温度低0.1-0.3℃,平均约为37℃。腋窝温度比口腔温度又低0.3-0.5℃,平均约为36.7℃,临床上一般采取从腋窝、口腔或直肠内测量体温的办法。人体体温幅度范围如表5-1所示:
表5-1体温幅度范围简表
5.1温度传感器的选择采用一般的热敏电阻,可满足40℃至90℃测量范围,但热敏电阻精度、重复性、可靠性较差,且测量精度大于士0.5℃,因此不适合本设计要求。在本设计中选用AD59O温度传感器。AD590是美国模拟器件公司生产的单片集成两端感温电流源。它的主要特性如下:
1.流过器件的电流(mA)等于器件所处环境的热力学温度(开尔文)度数。
2.AD59O的测温范围为-55℃~+150℃。
3.AD59O的电源电压范围为4V-30V。电源电压可在4V-6V范围变化,电流Ir变化1mA,相当于温度变化1K。AD590可以承受44V正向电压和20V反向电压,因而器件反接也不会被损坏。
4.精度高。AD590共有I、J、K、L、M五档,其中M档精度最高,在-55℃到+150℃范围内,非线性误差为士0.3℃。可以满足本设计精度要求(土0.5℃)。
5.2体温信号采集及调理电路具体实现如图5-1所示,AD581是高精度集成稳压器,输入电压最大为40V,输出10V。电位器R2用于调整零点,在0℃时调整R2,使输出Vo1=0。R4用于调整运放OP27(U9)的增益,在100℃时调整R4使sensor-Vin =I0v。如此反复调整多次,直至0它时,Vo1=0v,100℃时Vo1=0V为止。最后在室温下进行校验。例如,若室温为25℃,那么 sensor-Vin为2.5V。冰水混合物是0℃环境,沸水为100℃环境。
人体体温小于100℃,因此本文假定输出最大值为5V时,使最后与输出到ATmega8的电压在0至+5v之间,以满足ATmega8单片机A/D参考电压(+5V)的输入要求。为此我们在体温信号调理电路与ATmega8的接口电路上接入一个5V的齐纳二极管以保证Sensor-Vin的输出电压在0至+5V之间,避免输出电压太高损坏采集板电路。体温信号的频率范围大量的集中在低频部分,因此我们在体温信号的放大电路后接了一个由R6、C1组成的低通滤波器,其截止频率通过式 .(5-1)可得:
(5-1)
图5-1体温信号调理电路
6脉搏信号调理模块电路设计6.1脉搏信号特点脉搏波是以心脏搏动为动力源,通过血管系统的传导而产生的容积变化和振动现象,它可以反映出心脏、血管系统的功能和血液的代谢功能。当心脏收缩时,有相当数量的血液进入原己充满血液的主动脉内,使得该处的弹性管壁被撑开,此时心脏推动血液所作的功转化为血管的弹性势能;心脏停止收缩时,扩张了的那部分血管也跟着收缩,驱使血液向前流动,结果又使前面血管的管壁跟着扩张,如此类推,这种过程和波动在弹性介质中的传播有些类似,因此称为脉搏波 (pulse wave)。动脉脉搏波反映了每一次脉跳搏动而发生的血容量变化,是一条周期性连续波动的类似正弦波的曲线,它的周期即是心动周期。动脉脉搏波包含血管血压、容积、移动管壁张力等多种信息,能够反映心脏和血管的状态,对医生诊断高血压、动脉硬化等循环疾病很有帮助。人体手指末端含有丰富的小动脉,它们和其他部位的动脉一样,含有丰富的信息,用光电法提取这些信息是无损伤方法,而且简单易行。但是能否有效地用光电法测得脉搏不仅和被测对象有关而且和工程上的检测方法有关,用红外光电法通过指尖量脉搏是一种比较先进的检测手段。
6.2脉搏信号采集及调理电路具体实现我们使用指套式光电传感器,由发光二极管和光电三极管组成,指套减少了外界光的干扰。图6-1为光电传感器概图。
图6-1光电传感器概图
AD620的增益可以通过调节电阻R,的阻值来改变,增益与阻值的关系如式4.1所示。AD620的最大增益可达到1000倍,但一般时候不使用最高放大倍数。因为放大倍数高可能会影响输入阻抗等其它因素,所以我们必需通过改变电阻来选择最适当的放大倍数,使得放大的信号达到最好效果。二阶低通滤波器可以滤掉信号中的高频部分。脉搏的频率因人而异,所以滤波器的截止频率也可以根据个人要求不同自由的改变。脉搏信号放大电路如图6-2所示。
图6-2脉搏信号放大及低通滤波电路
由U2、R2、R3、R4、R5、C1、C2构成的二阶低通滤波器的上限频率由式6-1可得。
(6-1)
从以上电路输出的电压Vout须经电平提升及反向电路才能输入到ATmega8单片机进行A/D转换,其原理与心音的电平提升及反向电路一样,在此不再讨论。
7血压信号调理模块电路设计7.1血压检测方法临床上血压测量技术可分为直接法和间接法两种:
直接法血压测量是将一根导管经皮插入欲测部位的血管或心脏内,通过导管内的液柱同放在体外的应变式传感器、线形可变差动变压器、电容式传感器等相连,从而测出导管端部的压力。另一种形式是把传感器放在导管的末端,直接测出端部所在点的血压值。这种方法的优点是测量值准确,并能进行连续测量。但它必须经皮将导管放入血管内,所以是一种创伤性的方法。
间接法是利用脉管内压力与血液阻断开通时刻所出现的血流变化间的关系,从体表测出相应的压力值。由于这种方法不需要剖切的外科手术,同时测量简便,因此在临床上得到广泛的应用。其缺点是测量精度较低,不能进行连续测量以及不能用以测定心脏、静脉系统的压力。目前,国外大多数无损自动血压自动检测仪器都采用示波法,因此在本设计中也采用了这一种方法。
示波法的测量过程中,与传统水银血压计(柯氏法)类似,仍采用充气袖套来阻断上臂动脉血流。由于心搏的血液动力学作用,在气袖压力上将重叠与心搏同步的压力波动,即脉搏波。当气袖压力远高于收缩压时,脉搏波消失。随着袖套压力下降,脉搏开始出现。当袖套压力从高于收缩压降到收缩压以下时,脉搏波会突然增大。到平均压时达到最大值。然后又随袖套压力下降而衰减。示波法血压测量就是根据脉搏波振幅与气袖压力之间的关系来估计血压的。与脉搏波最大值对应的是平均压,收缩压和舒张压分别对应脉搏波最大振幅的比例来确定。图7-1是示波法测血压的原理图,图中实线所表示的是在测量过程中袖带静压的变化,而直方图所示为脉搏波振幅在测量过程中的变化过程。
图7-1充气示波法测血压原理图
在示波测量中,主要从脉搏波构成的钟形包络中识别特征点获取血压值。本设计
采用由Geddes提出的固定比率计算法。首先寻找脉搏波钟形包络的顶点0m,其对应的袖带压Pm,即为平均压;另外,在包络线上升沿存在一点0s和下降沿存在一点0d,对应收缩压Ps和舒张压Pd。0s和0d的大小可以根据如下经验公式求得:
(7-1)
(7-2)
临床实际测量中,上述经验公式中的取值变化范围较大,式(7-1)为0.45-0.57;式 (7-2)为 0.69- 0.59。
在本设计中血压的测量过程大致为:首先由主机向采集板发送血压检测命令,采集板上的AVR单片机控制气泵对袖带进行快速充气,同时对袖带的压力进行监测,如果大于设定值(250mmHg)则停止对袖带充气,单片机开始通过PWM功能控制电磁气阀进行慢速放(5mmHg/S),此时要同时监测袖带静压和由袖带静压中提取的脉搏波两路信号,记录下所需的值并将这些数据同步传输到主机供主机进行分析,当袖带静压小于设定值(50mmHg),则开始快速放气,如果所测量的结果在合理的范围则完成一次血压测量,否则根据设定值决定是否重新进行一轮血压测量。
7.2血压信号采集及调理电路具体实现检测血压所需的袖带压力首先要经过压力传感器的拾取,将压力信号转换为模拟电信号才能将这些电信号送入后期的信号调理电路作进一步的处理,本文采用了MPS2100压力传感器测量压力值。MPS2100半导体压力传感器专门为血压检测设计,可以把压力转换成毫伏级的差模电压信号,具有良好的线性度,输出电压与所加压力成精确的正比例关系。图7-2是MPS2100压力传感器内部的电路示意图。
图 7-2 MPS 2100内部电路示意图
由图7.2可知,MPS2100传感器是一种电桥结构,外部的压力变化引起传感器内部电阻的变化,我们可以把一个恒流源加到电桥上,这样传感器的两个输出端(-IN和+IN)就可以会随着电阻变化输出相应的差分电信号。在这里我们采用一个LM324集成运放UIA和若干电阻电容组成一个可调的恒流源。具体电路如图7-3所示。
电阻R1与R2通过分压提供给LM324一个参考输入电压电源,为避免当电源波动造成参考输入电压电源的波动造成恒流源输出电流的不稳定,我们在适当的地方并入了电容C1、C2来避免这种电源干扰。恒流源的电流大小由式7-3和7-4来确定。由4-12可看出在R2、R3确定的情况下,恒流源的大小可通过R1来调节。
(7-3)
(7-4)
图7-3MPS210O压力传感器连接电路图
袖套内的压力是由气袖静压和脉搏波信号的叠加组成,气袖静压远远大于脉搏波信号,且气袖静压是一个接近直流的信号。我们所检测的血压信号是通过袖套内的压力表示出来,但怎样确定袖套压力与血压的关系则需要借助脉搏波来实现。因此检测其具体的血压信号需要从袖套压力内分离出脉搏波,并且最终我们要分两路A/D通道来采集这两种信号得到所需的数据并最终得出血压的测量结果。
在本设计中,从压力传感器输出的差分信号经过处理后送到AVR单片机的ADC4通道,因此此通道被用来采集袖带压力信号以便取得收缩压和舒张压。为了取得脉搏波信号,我们将处理过的袖带压力信号经过一个高通滤波器将接近直流的气袖静压信号滤除即从袖套压力中分离出了脉搏波信号,这个信号经过直流偏置与放大滤波后将脉搏波信号通过ADCS通道输入到AVR单片机内。
从压力传感器输出的信号是毫伏级(75士25mV)的差分信号,我们要想对它输入到单片机(0-5V)内进行处理还得将这个信号进行放大50倍左右,因此我们利用三个LM324集成运放(UIB、UIC、UID)和若干电阻电容构建一个差分放大电路。图7-4详细说明了此差分电路的组成。其放大倍数可由式(7-5)计算出,并且从式中可以看出只要保证V-IN与V+IN的差值为正值,那么从这个差分放大器输出的信号可以通过调整此放大器的放大倍数使输出符合AVR单片机的输入范围(0-5V),并且为了防止此差分电路的输出超出AVR单片机的输入范围,我们在输入时在差分放大器的输出端并接了一个齐纳二极管作为保护单片机引脚的保护。
(7-5)
图7-4压力传感器信号差分放大电路
从差分放大电路输出的信号包括了袖带静压和脉搏波信号,其中袖带静压信号是一个接近于直流的信号,它的频率一般不大于0.04Hz;而脉搏波信号是一个交流信号,它的频率约等于1Hz(与被测者的心跳的频率一致)。因此,为了从压力信号中提取出脉搏波信号,我们必须将频率不大于0.04Hz的袖带静压滤除,同时由于在测量时也引入了工频及其他的高频干扰,为了最终的输出的脉搏波信号不受这些干扰的影响,我们也必须将这些干扰滤除。在本设计中,我们设计了一个高通滤波器及一个低通滤波器来滤除这些干扰,频率范围设为0.48Hz-4.8Hz。由于经过滤波器后输出的信号是一种正负的交流信号,不符合AVR单片机的输入范围(0-5V),我们在高通滤波器中加入了一个直流偏置电压,然后再放大,这样只要调节这个偏置电压和放大倍数,就能使最终的脉搏波信号符合AVR单片机的输入范围(0-5V)。图7-5为血压脉搏波信号的提取及偏置放大电路。
图 7-5 血压脉搏信号提取及偏置放大电路
在此电路中C4、R13组成了一个高通滤波器,用以滤除袖带静压信号,其下限频率几由式7-6确定。同时通过R13还给滤除后的信号加入了一个直流偏置电压,此直流偏置电压由R16、R17及U2B组成,其中R16、R17组成一个分压电路,其输出经过U2B组成的电压跟随器提供给R13作为偏置。R14和C5构成了一个低通滤波器,用于滤除工频及其他高频千扰,其上限频率fH由式7-7确定。
(7.6)
(7.7)
在脉搏波放大电路的输出端接了一个齐纳二极管来进行过压保护。
图7-6直流电机与电磁阀连接图
图7-6是给袖带加压的直流电机及用来给袖带减压的电磁阀连接图。二者在工作的时候都需要较大电流,因此我们采用了两个达林顿管Q1、Q2来驱动。同时两者都有电感元件,为防止工作时过压烧坏器件,我们都给这两个器件并联了一个反向的二极管。电机由采集板上AVR单片机的PBO引脚来控制,电磁阀由有PWM输出功能的OC2引脚来控制。
8生理信号采集板电路设计虽然开发板上也外扩了S3C2410芯片内部的8通道ADC接口,但由于在本设计中采用了触摸屏,它占用了CPU内ADC的两路,如果还要用其它6通道作为生理信息的采集A/D通道,在后期软件设计时将会非常复杂。因为这8路A/D是分时复用的,当我们全速进行A/D转换时,还得考虑将ADC的时间片分出一部分以保持触摸屏的响应,系统整体的性能带来很大影响,在多通道同时采集时冲突尤其明显。为此在ARM开发板的基础上,我们又开发了基于ATmega8单片机的串口数据采集板,专门用于前端生理信号的采集,并通过串口与开发板进行通信。ATmega8内包含了8路10bit(ADC4和ADC5为8bit)的ADC,转换时间为65us-260us,在本系统中设计的采样频率为200Hz,因此ATmega8内的ADC可以满足采样时间上的要求,从而可以简化采集板的电路设计。
图8-1生理信号采集板主芯片电路
Tmega8单片机内部和外部的数字电路产生的电磁干扰,用一个O欧姆电阻将模拟地与数字地隔开,同时将AVCC通过用L1与C8组成的LC网络与VCC连接,将模拟电源AVCC与字电源VCC隔离。由于在此电路中将要选择AVCC为参考电源,因此将AREF引角通过电容C12接地,以避免干扰。为了增加可用性,在ATmega8上直接外接两个LED灯当程序运行时起到指示作用。表8-1为此设计中各模拟输入的A/D通道分配表。
表8-1六路A/D通道分配表
图8-2采集板串口电平转换电路
主机通过串口与采集板进行连接,由于ATmega8上采用的是5V供电,而S3C2410引脚上却是3.3V,因此要经过电平转换才能进行连接。图8-2为采集板上串口电平转换电路,ATmega8的TXD、RXD引脚上的电平通过MAX232芯片转换为RS232协议下的电平值,开发板同样经过一个电平转换电路将RS232电平转换为S3C2410所能承受的电平以完成ATmega8与S3C24lO的串口通信。至此,采集板的电路设计也完成了。
结 论
1.该设计的创新之处:
(1)3G技术的选择:
本设计采用了3G技术。3G技术的最大优点是:数据传输速度大幅提升:能够处理图像、视频等多种媒体形式;性价比高:性能稳定,价格适宜;安全性较好;实时性好:数据传输速度快,所以信息比较流畅;灵活性好,大众易于接受和推广。
(2)人体生理指标显示:
.采用体温测量仪采集人体体温信息,方便、快捷,并设计了补偿电路,提高了测量装置的可靠性和准确性。
.指套式脉搏传感器采集脉搏信息,方便用户使用,实现自动监护。
.内置心电自动分析程序,除了完成心电波形的显示外,还能通过对心电数据的分析了解使用者的心血管健康状况。
.通过蓝牙模块将测试数据发送到手机等移动设备,便于用户实时处理及远程监护。
2.该仪器可达到的预期经济效益分析
本产品与人们的身体健康息息相关,目标市场广阔,可以适用于所有人,尤其是中年以上人群以及特殊监护的病人。
初步预测产品的单位成本在350~400元,以3年后国内的市场销售量达到每年上200万块,每块按售价500元计算,年销售额将达十亿元;国外年销售1000万块(售价可定在500~1000元/块),则销售额为50~100亿元。
3、展望
从总体的设计目标上看,该设计科学可行,有很大的市场潜力和发展空间,并且可发挥DSP处理器的强大功能,充分利用资源,是一个值得投入的项目。最终的目标是构建一个嵌入式的人体健康监护平台,把一个“健康顾问”带给更广泛的人群。
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