在第二十贴中，我们亲自动手设计了一个输出功率在1W左右的小功放，从中也学习了很多关于功放设计的一些方法。也了解了一些在设计中要着重关注的问题。但这个功放的输出功率还是太小了，仅仅1W，那么，当我们要亲自动手设计一个较大功率的功放时，我们应该做哪些准备，要学习哪些知识呢？这也是书中第五章的主要内容，因为这些知识在以前都或多或少的接触过一些，因此这一章不会讲很长时间，计划分两贴，第一贴也就是本贴，讲一些预备知识，下一贴以书中电路为例进行实际设计。下面本贴正式开始。
首先提出一个问题：一个10W的功放和一个1W的功放，它们的主要区别是什么？
这还用说，一个功率大一个功率小！那么再深入的想一想呢！功率大的意思是指在同样大小的负载上，比如说8Ω，得到更大功率。那么在8Ω的负载上得到1W的功率和10W的功率有什么区别呢？
还是那几个公式：P=UI，P=I＊I＊R，P=U＊U/R。从这几个公式，尤其是后面两个公式上可以看到，要想在同样的负载上得到更大的功率，需要更大的电流和更高的电压。
更大的电流，意味着输出三极管要流过更大的电流。更高的电压，意味着电源电压也要更高一些。那么，如何来确定要多大的电流和多高的电压呢？在前面的贴子中已经涉及到了这部分的计算，我们再来复习一遍。
假如我们要在8Ω的负载上得到10W的功率，那么按公式P=I＊I＊R，可得I=SQR(P/R)，SQR是开平方的意思。则所需最大电流可以计算出为I=SQR(10/8)=1.12A。这是一个比较大的电流了，同样可以算出这时候负载上的电压为V=IR=1.12A*8Ω=9V。
这个电压看上去好象不怎么高。先别高兴的太早了。这个9V仅只是信号输出半周的有效值（Vrms）。以前也讲过Vp=SQR(2)*Vrms，Vp是峰值，因为我们是以正弦波为例的，所以是这个公式。那么，对应信号半周的最高电压值，也就是峰值Vp的电压为Vp=1.414*9V=12.65V。
好了，结论出来了，对于正弦波信号，要想在8Ω的负载上得到10W的功率，那么这个正弦波的要在正负半周都达到12.65V的振幅。也就是说，从正半周的最顶部，到负半周的最底部，电压落差或者说幅度要有12.65V＊2=25.3V。而要输出这个幅度的信号，则电源电压必须要高过这个数值，同时考虑到在三极管和发射极电阻上的损耗问题，一个正负15V的电源是最低要求了，为了保险起见，可以选正负17V为好。
大家可以回想下上面的计算过程，迈出第一步其实很简单，不是么？
现在继续，刚才我们说了，这个10W的功放在最大功率时会输出1.12A的电流。
这是一个很大的问题，而且这个1.12A仅仅是最保守的一个数字，我们不得不考虑在最坏的情况下，过载时的电流。我们所选取的电源电压是17V，为了留有余量，我们忽略输出三极管的Vce和发射极电阻Re上的压降，假设这17V都加在负载上，那么流经三极管的最大电流就是17V/8Ω=2.12A。当然这是最坏的情况了，但我们做设计时必须要按最坏的情况考虑。
这个电流意味着什么呢？这个电流实际上是三极管的发射极电流，这就意味着基极电流会很大！基极电流等于2.12A/100（ß值）么？我们先看下面这个图，然后再回来计算。
这个图是在功放上很常用的大功率管2N3055的电流增益（也就是ß啦！）与Ic的关系曲线。从图中我们可以很清楚的看到，它的ß值是随着Ic的增大而减小的。注意观察中间25度的那条曲线，当Ic达到2A时，ß值只有60左右。也就是说，2N3055工作时，当其Ic从0变化到2A的过程中，其ß值是有一个较大的波动的。而这个波动最直接的后果是增大了功放的失真。因为ß值的降低使其提前饱和，从而使其工作状态与设计时的要求产生了较大的差别。
对于这种情况，就象书上说的一样，我们有两种选择：1、寻找额定电流大的晶体管，也就是曲线更平坦的晶体管2、将晶体管并联以使电流分散。而事实上，我们可以让其工作在ß值变化幅度较小的部分。从图中可以看到，Ic在1A时ß值仍有90左右，最其最大值相去不远（曲线平坦），所以三极管的满载电流设定为1A左右较好。但这样又产生了另外一个问题，我们真正需要的是2A的输出电流，只有1A明显不够，所以再加一个晶体管，使两个晶体管并联起来使用是一个不错的主意。就象下图一样：
这个图中，Tr1与Tr3并联，Tr2与Tr4并联。它们各分担1A的电流，合起来就是我们要的2A了。在这里我们用了2N3055来举例，是因为这个三极管是我们可以经常见到而且用的很熟的一种管子。实际上，单用一个3055也是完全可以输出10W的功率的，再加上大环负反馈，也可以得到一个满意的失真率。只是为了让大家了解这方面的设计思路，而特意把要求拔高了。当然，大家也可以找一些电流小些的三极管比如3DD15，13003等，看一下它们的电流增益曲线，会发现现象更明显一些。
在上面这个图中，大家要注意的是四个基极电阻RB。它们的作用很大，能够对三极管的Ic进行负反馈调节，是必不可少的一个环节。加上它们的原因是由于三极管是负温度系数的器件。
对于这个问题，前面的贴子中已经讲过，在这里再复习一下。所谓负温度系数就是指其发射结临界电压（或导通电压）Vbe与温度成反比，温度每高一度，其导通电压降低2.5mV，从而使其基极电流增大，Ic增大，发热增多，温度升高，Vbe降低，电流又增大，从而恶性循环，导致三极管烧毁。解决这个问题的一个办法是增大Re，以前也讲过，但是Re增大，意味着输出功率在Re上的损耗加大，所以Re不可过大，但过小它起的作用也会很小。所以更好的办法是加入Rb，因为Rb是接在基极回路中的，基极电流本身较小，所以造成的损耗也就小的多了。
这里Rb也叫做均流电阻。
至于Rb的作用机理，大家可以自行分析或参考书中91页的解释，这里不多讲了。
好了，功放末级电流过大的问题解决了，再接着下一步，就要看功放管的基极电流了。按集电极电流1A，ß值50计算，（为什么不按90算呢？因为我们一般所能买到的三极管不可能象手册上所标的参数一样，或者直说了吧，你有很大可能会买到假货，所以这里打对折。）则基极电流为20mA，两个三极管加一起就是40mA。
这个电流是功放在最坏情况下所需要的基极电流，根据10倍稳定原则，为了提供40mA的基极电流就需要400mA左右的基极偏置。这个……，有点儿大了是不是！即使我们再打个对折，200mA的基极偏置也仍然太大了。
没办法，谁让大功率三极管的ß低呢！其实有一个很好的解决办法！达林顿连接。
它的特点是，组合后的总ß值为两个三极管ß值的乘积。也就是说如果后一个三极管的ß是50，前一个是100的话，那么这个组合的总ß值就是50*100=5000，这个数字应该满足要求了。
1A/5000=0.2mA，两个三极管只有0.4mA的基极电流，按10倍原则，基极偏置有4mA就足够了。剩下的就是简单的电压放大，和以前的设计都一样了。
好了，问题解决。另外要注意的是达林顿晶体管的Vbe不是单个晶体管的0.6V了，而是两个Vbe相加，1.2V。这一点要注意，在下一贴的具体设计中我们会针对这个问题具体设计。
同时要注意，达林顿不是万能的，一个独立器件绝不是两个独立器件的组合所能简单代替的。在热稳定性和失效机率上来说要比一个高ß值的独立器件差的多和大的多。所以这种应用只适合于低成本的替代，替代的前提是你的设计或产品能够承受这种稳定性的降低所带来的后果。
最后，书中还讲到了一些关于热冗（散热片）的计算，这些都比较简单，都是套公式而已，大家自己看书就好了。至于热耦合，在上一贴已经讲过它的重要性了。
从以上的分析我们可以看到，一个大功率的功放和一个小功率的功放，在前级电压放大部分并没有什么不同，关键就是在后级的大电流和高电压的处理上。
就单纯的末级推挽功放电路而言，我们可以认为只要你给它足够高的电源电压，而且末级的晶体管的Vceo能够承受这个电压，其Ic能够承受足够大的工作电流，那么功放的功率就会相应的提高。
而大功率功放设计的主要内容就是如何让末级晶体管来承受这样的工作条件。主要内容仅此而已，真的很简单。
而事实上我们所看到的许多商品功放，它们看起来很复杂，实际上复杂的更多是一些保护和效果提升，提高稳定性，提高高频性能等等的电路，抛开这些附加的东西，你会发现，高档功放也不过如是。
