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现在网上流传的一些OTL功率放大电路省去了自举电路，甚至一些商业套件中也这样做，实际上这样的电路是存在很大缺陷的，甚至是几乎不能用的。下图是一个省去了自举电路的OTL电路（来源于网络）。
为了分析方便，给电路中的元件加上如下标识：
C1：47μ
C2：1000μ
R1：5.6k
R2：1.5k
R3：470Ω
R4：22Ω
R5／R6：3.3Ω（2只）
VD1／VD2：1N4148（2只）
VT1：9014
VT2：8050
VT3：8550 其中VT2和VT3组成推挽输出互补管（以下简称推挽管），VT1是推动管。分析电路时，为了简单起见，忽略稳定工作点的元件以及VT2／VT3的偏置电路元件，因此R4、R5、R6、VD1和VD2都暂时忽略。
电路中，VT2和VT3的集电极交流接地，输出连接到VT2和VT3的发射极上，显然推挽管工作于共集电极电路（射极跟随器）状态，因此推挽管只有电流放大作用，没有电压放大作用，输出电压变化幅度完全取决于推挽管基极电压变化幅度，也就是推动管VT1集电极电压变化幅度。
设电源电压为VCC，由于OTL电路中点电压的限制，推动管VT1的静态集电极电压只能是VCC/2，输入信号正半周时，推动管vCE下降，如果输入信号正半周幅度足够大，推动管趋向于饱和，vCE接近0，于是VT1集电极电压也接近0，VT3得到充分激励，负载上得到足够幅度的输出。
输入信号负半周时，推动管vCE上升，如果输入信号负半周幅度足够大，推动管趋向于截止，由于VT2的基极电流要流经推动管负载电阻R3，因此R3上总有一定的压降，即使VT1趋向于截止，VT1集电极电压受到R3上压降的限制，不可能接近VCC，VT2得不到充分激励，负载上得不到足够幅度的输出。
因此，这个OTL电路中，推挽管VT2和VT3的激励是不平衡的，VT3能得到充分激励，VT2却得不到充分激励，严重限制了OTL功率放大电路性能的发挥。这个电路在实际应用中，输出功率大一点就容易发生削波，严重时，甚至会出现断断续续发声的现象。
为了解决VT2和VT3激励不平衡的问题，可以有以下几种解决问题的思路：
1、尽量减小推动管负载电阻R3的阻值，使得R3上的压降减小，进而使得VT2尽量得到充分激励。但推动管负载电阻R3本来就会消耗一定的推动功率，如果减小R3的阻值会导致R3消耗更多的推动功率，也会降低OTL功率放大电路的性能，因此这不是一种好的思路。
2、将VT1单管推动电路换成输出电压幅度能在接近0到接近VCC之间摆动的推动电路。使用运算放大器推动的OTL电路（包括使用运算放大器推动的OCL电路）属于这种思路，目前应用较为广泛。
3、将推动管负载电阻R3更换为恒流源，恒流源在流过VT1集电极电流和VT2基极电流的同时，自身的压降可以很小，这样使得VT1集电极电压可以在接近0到接近VCC之间摆动，VT2和VT3的激励自然就平衡了，同时恒流源的交流电阻接近无穷大，基本不消耗推动功率。集成功放中基本都使用这种思路。
4、将R3上端连接到一个比VCC电压更高的电源上，这样即使有R3上的压降，VT1集电极电压还是可以接近VCC，VT2即可得到充分激励。自举就属于这种思路。
因此，OTL电路中的自举电路是不能随意省去的，自举对于平衡推挽管的激励有着重要作用。如果一定要取消自举电路，对于分立元件组成的OTL电路，可以用恒流源取代推动管负载电阻，恒流源可以用恒流二极管（适用于电源电压较高的情况），也可以用晶体管和稳压管组成恒流源（通用性较好）。
实际上，对于前述电路，实现简单自举非常容易，根本无需添加任何元件，方法如下：
1、将C2极性反接；
2、将扬声器接地的一端改接电源正极；
3、将R3接电源正极的一端改接到扬声器另一端（即C2正极）。
这样，C2和扬声器就同时兼作自举电容和自举电阻。
最后，换一个角度分析自举电路的作用。推挽管工作于射极跟随器状态，射极跟随器相当于引入了强烈的电压负反馈，功率增益较低，推动管负载电阻又白白消耗了推动功率，因此OTL电路的增益更低，为了提高OTL电路的增益，可以有以下两种思路：
1、引入自举，自举实际相当于一种正反馈，部分抵消射极跟随器本身的负反馈，实际将推挽管的工作状态变成了共发射极工作状态，提高了增益。
2、将推动管负载电阻更换为恒流源，恒流源的交流电阻接近无穷大，基本不消耗推动功率，这样推动功率就基本全部用来推动推挽管，同样可以提高增益。
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